摘 要：介紹了基于SVPWM三相電壓型PWM整流器矢量控制的數學模型及工作原理。在此基礎上，從功率因數，諧波含量及直流電壓穩(wěn)定性等幾方面對不帶有前饋解耦和帶有前饋解耦的兩種控制策略進行了比較。結果表明，不帶前饋解耦控制策略的模型雖然簡單，但其存在功率因數低，諧波含量高等缺點。在同等條件下，仿真結果表明帶有前饋解耦控制的策略具有更加優(yōu)越的控制效果。

關鍵詞：整流器;前饋解耦;矢量控制

引 言

　　早在20世紀70年代，國外就開始了PWM整流技術的研究。從20世紀80年代后期隨著全控器件的問世，采用全控器件實現PWM高頻整流的研究進入高潮，PWM整流技術在抑制諧波及無功補償方面有很強的優(yōu)勢，具有網側電流輸入接近正弦，網側功率因數可控，能量雙向傳輸，動態(tài)響應速度快等優(yōu)點。

　　目前廣泛應用的是基于電壓定向的PWM整流器，主要采用電壓定向矢量控制方法，電壓型PWM整流器要控制的變量有兩個，一是整流器的輸出電壓，二是整流器的輸入電流?；赿，q坐標變換的矢量控制通過對PWM整流器有功和無功電流的控制，達到控制輸入電流的結果。這種控制策略不僅具有直接電流控制的動態(tài)響應快，穩(wěn)態(tài)性能好，自身有限流保護能力等優(yōu)點，并且還可以消除電流穩(wěn)態(tài)誤差，使系統得到較好的動靜態(tài)性能。

　　關于這方面的大部分文章只是對前饋解耦控制策略進行了仿真分析，但未能給出不帶前饋解耦和帶有前饋解耦控制的仿真比較。本文在給出前饋解耦控制策略的基礎上，分別建立了電壓型不帶前饋解耦控制和帶有前饋解耦控制的PWM整流系統，通過仿真結果對兩種控制策略進行比較，得出帶有前饋解耦控制策略的優(yōu)越性。

1 PWM整流器數學模型及工作原理

　　1.1 工作原理

　　三相PWM整流器的電路結構如圖1所示。整流器交流側輸人電感L為濾波作用，且起到升高直流電壓的作用，可以認為整流器交流側電流是三相正弦電流。輸出直流側電容C起穩(wěn)壓，并作為直流側儲能元件，輸出呈電壓源特性，穩(wěn)態(tài)時直流電壓保持不變。

圖1 PWM整流器電路結構

Fig.1 Circuit schematic of three-phase PWM rectifier

　　圖2示出整流器的輸入電壓u_s的向量、輸入電流 的向量、交流側控制電壓u_f的向量間的向量圖。圖2a中，整流器工作在整流狀態(tài)，電流矢量與電壓矢量u_s平行且同向，此時整流器網側呈現正電阻特性，實現單位功率因數整流控制，負載從電網吸收有功功率。圖2b中，整流器工作在逆變狀態(tài)，i_s與u_s平行且反向，此時整流器網側呈現負阻特性，實現單位功率因數逆變控制，負載向電網釋放有功功率。

圖2(a)整流狀態(tài) (b)逆變狀態(tài)

Fig2.(a)The rectifying state (b)The regenerative inverter state

　　從上圖中可以看出，要實現整流器的單位功率因數控制，關鍵在于控制網側電流I_s，使之與電網電壓U_s同相或反相。有兩種方法可以控制，一是通過網側電流的閉環(huán)控制直接控制PWM整流器網側電流;二是通過控制整流器交流側電壓U間接控制網側電流。即可控制輸入電流i_s的相位而實現單位功率因數控制，然后控制i_s的大小，也就控制了u_dc。

　　1.2 PWM整流器的數學模型

　　三相靜止坐標系下的數學模型

　　Sk— 三 相 橋 臂 開 關 函 數 ，上橋臂開通，下橋臂關斷，下橋臂開通，上橋臂關斷上述數學模型物理意義清晰、直觀，但由于VSR交流側均為時變交流量，不利于控制系統的設計。為此，通過坐標變換將三相對稱靜止a-b-c坐標系轉換成以電網基波頻率同步旋轉的d-q坐標系，得到整流器在兩相同步速旋轉d-q坐標系中的

　　數學模型如下:

2 控制策略比較

　　電壓定向的矢量控制為基于d-q軸同步旋轉坐標的控制方案，將兩相旋轉d-q坐標系的d軸定向為與電網電壓矢量 同軸，把對電網相電流的控制轉化為對電流 在d軸和q軸的直流分量的控制，從而簡化了PWM整流系統控制器的設計，本文采用電壓定向矢量控制的三相橋式整流器的雙閉環(huán)控制系統結構。

圖3(a)不帶有前饋解耦的控制系統圖

Fig(a)Control system diagram of without feedforword

　　從(2)式數學模型看出，d，q軸變量相互耦合，這給控制器的設計帶來一定的困難。為此，可以采用前饋解耦控制策略。且電流調節(jié)器采用PI 調節(jié)器作為電流環(huán)控制器可實現由u_pd,u_pq分別獨立控制兩電流。此時有：

3 系統仿真

　　如圖為三相電壓型PWM整流器系統仿真模型圖。仿真參數為：交流側輸入電壓有效值為110v，給定直流母線電壓udc=300v，L=4Mh，C=1.1μF，電感內阻R=1.35Ω，采用可變補償為ode23tb，仿真時間為1s。在0.6秒時刻負載電流由10A突變?yōu)?0A。

圖3(b)帶有前饋解耦的控制系統圖

Fig(b)Control system diagram of feedforword

圖4(a)不帶前饋解耦的直流輸出電壓

Fig4.(a) Output voltage of without feedforword

圖4(b)帶有前饋解耦直流輸出電壓

Fig4.(b) Output voltage of feedforword

圖5(a)不帶前饋解耦的功率因數

Fig5.(a) Power factor of without feedforword

圖5(b)帶有前饋解耦的功率因數

Fig(b)Power factor of feedforword

圖6(a)不帶前饋解耦的a相交流側電壓和電流波形

Fig6.(a)AC-side phase current for phase a，phase voltage of power grid of without feedforword

圖6(b)帶有前饋解耦的a相交流側電壓和電流波形

Fig6.(b)AC-side phase current for phase a，phase voltage of power grid of feedforword

　　由仿真結果知，帶有前饋解耦控制的PWM整流器輸出直流電壓更加穩(wěn)定。超調量只有0.867%，而且在突加負載時，直流輸出電壓波動非常小，網側電流動態(tài)響應快，功率因數達到1。主要是由于系統采用了在帶有前饋解耦控制的基礎上產生的電壓電流雙閉環(huán)控制結構，其中電壓外環(huán)保證了穩(wěn)定的直流輸出，電流內環(huán)提高了電流的動態(tài)響應速度，并且這種控制方法使電流的相位和輸入電壓的相位保持一致。

5 結束語

　　由仿真波形分析可見，基于SVPWM的電壓型帶有前饋解耦的控制策略可以使整流器的輸入功率因數達到1，網側電流動態(tài)響應快，輸出直流電壓更加穩(wěn)定。證明了此控制性能的正確性和優(yōu)越性。

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