前言

　　隨著電力電子技術的迅猛發(fā)展，以變頻器、同步電機勵磁設備、開關電源為代表的典型非線性設備得到了廣泛的應用，這些設備在運行中會注入大量諧波電流到公共電網(wǎng)中，帶來了一系列的問題，諸如鐵磁諧振，線路損耗，電能質(zhì)量變差等。為了解決這個問題，有源電力濾波技術(Active Power Filter， APF)迅速發(fā)展起來。

　　APF技術迄今已經(jīng)比較成熟，從拓撲結構上看，以三相全橋脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation， PWM)變流器為主流拓撲，這種拓撲結構的缺點是輸出電壓低，無法直接接入高壓電網(wǎng)，其接入高壓電網(wǎng)的方式為多臺APF設備并聯(lián)之后通過升壓變壓器接入中壓電網(wǎng)，如圖1所示，這樣做的缺點很明顯，由于變壓器是含鐵芯的感性設備，一方面，APF發(fā)出的高次補償電流在通過變壓器的時候被衰減了一部分，次數(shù)越高衰減程度越大，這樣就影響了諧波補償?shù)男Ч?。另一方面，這些補償電流引起了鐵芯明顯發(fā)熱甚至磁路飽和，危害變壓器的正常運行。

　　從控制方案上看，其以電流控制為目標，相關的控制策略有滯環(huán)控制、諧振控制、同步旋轉坐標系控制等等。滯環(huán)控制的特點是控制響應速度快、控制結構簡單、魯棒性好， 其缺點在于開關頻率不固定、滯環(huán)寬度設計困難，難以引用在大功率設備上。諧振控制可以理解為正弦信號的廣義積分，在特殊頻率點有無窮大增益， 從而使系統(tǒng)對該頻率的穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差理論上為零，但在工程實際應用中，理想的諧振控制器會帶來穩(wěn)定性的問題， 且當實際諧振頻率與設計的諧振頻率存在偏差時，開環(huán)增益明顯下降， 影響補償效果。同步旋轉坐標控制利用鎖相環(huán)設置多個同步旋轉坐標， 從而將指定次諧波轉換為旋轉坐標系下的直流量， 采用低帶寬的PI控制參數(shù)即可實現(xiàn)無靜差跟蹤。但其缺點也很突出，比如需要補償?shù)母鞔沃C波都要設計一個控制器，計算量大幅增加，其諧波提取采用低通濾波器，各次諧波中其實包含少量的其他次諧波，多控制器同時工作時會相互干擾，容易引起系統(tǒng)振蕩。

　　為了實現(xiàn)APF設備直接并入高壓電網(wǎng)，本文中的設計采用H橋單元級聯(lián)方案，可以直接輸出高電壓。在控制方式上，采用PI控制并聯(lián)重復控制(Repeat Control， RE)的控制策略，在滿足快速響應的同時提高穩(wěn)態(tài)控制精度。

　　APF拓撲結構

　　本文中設計的APF輸出電壓為4160kV，功率單元為H橋結構，逆變電路采用H橋級聯(lián)(Cascade H Bridge， CHB)的方式，每個換流鏈由5個功率單元級聯(lián)，三組換流鏈按照Y型相接，中性點懸空。每個鏈節(jié)包含一個預充電電阻和與之并聯(lián)的接觸器，通過并網(wǎng)電抗器接入高壓電網(wǎng)公共耦合點(Point of Common Couple， PCC)，拓撲結構如圖2所示。

　　控制系統(tǒng)設計

　　本設計中的APF控制系統(tǒng)主要包括換流鏈直流母線總體電壓控制，直流母線內(nèi)部各功率單元間直流母線均壓控制，補償電流控制，如圖3所示?！?/p>

　　功率單元直流母線電壓控制

　　本文中用典型非線性負載三相全橋整流器進行分析，其電流如圖4中藍色曲線所示，黑色曲線為APF理想輸出電流波形，紅色曲線為公共耦合點補償后的理想波形，右側波形為負載電流諧波含量?？梢岳斫鉃橄到y(tǒng)電網(wǎng)只給該負載提供基波有功電流，APF設備提供其他高次諧波有功電流。

　　單元級聯(lián)結構APF與低壓APF在控制系統(tǒng)上的顯著區(qū)別就是存在功率單元DC bus均壓問題，由于開關器件參數(shù)的不一致以及H橋驅動脈沖不可能做到完全同步，各個功率單元DC bus電壓存在明顯的差別，電壓低的功率單元會進入過調(diào)制狀態(tài)，這樣反而會產(chǎn)生更多次的諧波電流?？梢圆捎媒?jīng)過該功率單元電容的電流來調(diào)節(jié)其DC bus電壓，具體控制方式如圖5所示。

　　基于PI控制并聯(lián)重復控制的電流補償策略

　　重復控制技術源于控制理論的內(nèi)模原理，利用負載擾動的周期性變化規(guī)律有針對性對穩(wěn)態(tài)誤差逐周期進行修正，可以實現(xiàn)高精度控制，結構簡單且易于實現(xiàn)，其連續(xù)形式和離散形式如下式 3所示。其缺點在于相應速度慢，為了提高控制器的動態(tài)響應速度，引入了并聯(lián)PI控制器如下式4和圖6所示。

　　仿真驗證

　　為了驗證本文中的算法，在MATLAB中搭建了仿真模型，如圖7所示。CHB為逆變電路，CT為電流傳感器，PT為電壓傳感器。主電路中包含2組電流傳感器，一組用于檢測逆變器的輸出電流，另一組用于檢測公共耦合點的電流，用于諧波補償。包含1組PT，用于檢測CHB的輸出電壓，另外每個功率單元的DC bus 電壓也被檢測，用于DC bus幅值控制和均壓控制。負載采用三相全橋整流器，輸出端連接一個阻性負載。需要考核的指標為DC bus 電壓控制效果和公共耦合點電流諧波。

　　從圖8和圖9可以看出，

　　(1)0~0.2s 為預充電過程，為了加速仿真過程，電容初始值電壓設置為額定值的20%。

　　(2)0.2~0.8s為 DC bus 控制以及電流補償控制，可以看出控制系統(tǒng)響應迅速。

　　(3)top1圖中的曲線為A相換流鏈各個單元的DC bus 電壓，控制目標為1000V，各個單元的電壓最大值和最小值的偏差不超過5V。

　　(4)top2圖為三個換流鏈DC bus總和的對比波形?？傮w控制目標為5000V，在0.7s三相電壓均達到額定值。最大值和最小值的偏差不超過150V。

　　(5)bottom1 圖為公共耦合點電流，其輪廓接近正弦，而在負載電流瞬變的時刻補償效果略弱，沒有完全補償高頻諧波。

　　(6)bottom2 圖為 APF輸出電流，對比圖4中的負載諧波波形可以發(fā)現(xiàn)二者已經(jīng)非常接近。

　　補償效果分析

　　圖10為系統(tǒng)公共耦合點電流的FFT分析，對比表2可以看出各次諧波含量和總體諧波含量均滿足要求。

　　結論

　　從仿真驗證的效果可以看出，本文中設計的高壓APF設備，DC bus控制精度高，基本沒有波動，有利于DC bus過壓保護算法的設計，電流響應迅速且補償效果良好，已經(jīng)達到了IEC519-2014關于公共耦合點諧波含量的要求。